傳統(tǒng)的實(shí)時(shí)示波器已被用于確定串行數(shù)據(jù)信號(hào)中的抖動(dòng)順應(yīng)性.這種分析很簡(jiǎn)單,因?yàn)榛谑静ㄆ鞯臅r(shí)間間隔誤差(TIE)抖動(dòng)測(cè)量可以觀察到類似于實(shí)際系統(tǒng)的抖動(dòng),實(shí)際系統(tǒng)的抖動(dòng)濾波可以在示波器中執(zhí)行的軟件中進(jìn)行仿真.另一方面,時(shí)鐘抖動(dòng)分析傳統(tǒng)上由相位噪聲分析儀產(chǎn)生抖動(dòng),因?yàn)樗旧砭哂休^低的儀器本底噪聲.由于示波器和相位噪聲分析儀不同地觀察抖動(dòng),因此從兩個(gè)儀器獲得相同的值可能具有挑戰(zhàn)性.本文介紹了一種基于相位噪聲的方法,該方法提供與示波器得出的TIE抖動(dòng)類似的值,因此也就是實(shí)際系統(tǒng).

PLL如何觀察相位噪聲

鎖相環(huán)(PLL)是許多數(shù)字和RF系統(tǒng)中的基本構(gòu)建模塊.圖1a顯示了一個(gè)示例PLL,其相位檢測(cè)器比較相應(yīng)的輸入和反饋邊沿,并輸出與其相位差成比例的脈沖,然后對(duì)其進(jìn)行濾波以控制VCXO振蕩器.在此示例中,相位檢測(cè)器在其上升沿中點(diǎn)對(duì)其輸入進(jìn)行采樣.因此,平均采樣(FS)和輸入時(shí)鐘頻率(FIN)是相等的.

抖動(dòng)的頻譜分量位于奈奎斯特頻率(FS/2)以上,或者在采樣后折回,低于奈奎斯特頻率.圖1b說(shuō)明了PLL抖動(dòng)傳遞函數(shù),其低通濾波特性在奈奎斯特頻率FS/2的整數(shù)倍頻譜范圍內(nèi)鏡像.在奈奎斯特頻率以下,落在PLL環(huán)路帶寬內(nèi)的抖動(dòng)頻率無(wú)衰減,而落在該帶寬之外的抖動(dòng)頻率會(huì)因環(huán)路的響應(yīng)而衰減.圖1c使用對(duì)數(shù)x軸繪制具有5MHz閉環(huán)帶寬的PLL的類似傳遞函數(shù).該圖是任意繪制到1GHz.

圖2說(shuō)明了100MHz輸入時(shí)鐘信號(hào)中的相位噪聲如何通過(guò)示例PLL2進(jìn)行濾波,閉環(huán)帶寬為1MHz.綠色“濾波器”曲線顯示PLL的抖動(dòng)傳遞函數(shù),最高可達(dá)500MHz的任意偏移頻率.請(qǐng)注意,x軸表示與載波的頻率偏移,適用于相位噪聲,因此x軸上的500MHz偏移將出現(xiàn)在信號(hào)頻譜中的600MHz(例如,500MHz偏移加上100MHz載波).圖2顯示了100MHz輸入信號(hào)的相位噪聲,使用標(biāo)記為“原始數(shù)據(jù)”的黑色曲線.添加濾波器和原始數(shù)據(jù)曲線會(huì)產(chǎn)生藍(lán)色“濾波數(shù)據(jù)”曲線,表示輸入信號(hào)的相位噪聲通過(guò)了多少通過(guò)PLL出現(xiàn)在輸出信號(hào)中.然后,濾波后的相位噪聲曲線可以在感興趣的偏移頻率范圍內(nèi)進(jìn)行積分,以將其轉(zhuǎn)換為抖動(dòng).3然而,一些問(wèn)題使這種積分變得復(fù)雜.首先,圖2中所示的原始數(shù)據(jù)曲線無(wú)法在高偏移頻率下進(jìn)行測(cè)量.相位噪聲分析儀直接測(cè)量相位噪聲,但它只能測(cè)量高達(dá)基本時(shí)鐘的一小部分的偏移頻率.

圖1鎖相環(huán)(a)說(shuō)明相位檢測(cè)器采樣的方框圖,以及(b)線性和(c)對(duì)數(shù)x軸的示例抖動(dòng)傳遞函數(shù).

圖2通過(guò)將PLL抖動(dòng)傳遞函數(shù)(綠色)添加到輸入相位噪聲原始數(shù)據(jù)(黑色)以獲得輸出濾波數(shù)據(jù)相位噪聲(藍(lán)色),在PLL中100MHz輸入時(shí)鐘混疊中的相位噪聲示意圖.因此,圖2中繪制的原始數(shù)據(jù)曲線僅用于說(shuō)明.實(shí)際上,100MHz時(shí)鐘信號(hào)中的相位噪聲只能直接測(cè)量,最大偏移頻率為30或40MHz,具體取決于儀器.

可以使用頻譜分析儀估計(jì)較高偏移頻率處的相位噪聲.然而,由于頻譜分析儀無(wú)法區(qū)分相位和幅度噪聲,因此相位噪聲的任何頻譜分析儀分析都假定相位噪聲在所有偏移頻率處占主導(dǎo)地位.如果不是這樣,則精度會(huì)降低,這可能會(huì)導(dǎo)致結(jié)果樂(lè)觀或悲觀,具體取決于幾個(gè)因素.4對(duì)于石英晶體振蕩器,相位噪聲通常在接近偏移的頻率中占主導(dǎo)地位.幅度噪聲和/或調(diào)制可能會(huì)進(jìn)一步占據(jù)主導(dǎo)地位.

其次,在可以集成濾波后的相位噪聲之前,必須確定積分限制.較低的積分限制通常由應(yīng)用程序設(shè)置,例如接收器觀察到的抖動(dòng)傳遞函數(shù)的帶寬.上限積分應(yīng)延長(zhǎng),直到相位噪聲降至不顯著的水平.可以假設(shè)這發(fā)生在發(fā)送SERDESPLL中的相位檢測(cè)器塊的模擬輸入帶寬附近.

例如,如果相位檢測(cè)器的模擬輸入帶寬是600MHz,則濾波后的相位噪聲曲線應(yīng)該被積分到500MHz偏移(例如,600MHz模擬帶寬減去100MHz載波等于500MHz偏移頻率).但是,信號(hào)的測(cè)量相位噪聲與其幅度無(wú)關(guān),至少在其幅度接近儀器的本底噪聲之前.因此,對(duì)于第一階,當(dāng)信號(hào)通過(guò)PLL時(shí),輸入信號(hào)的相位噪聲不受相位檢測(cè)器的模擬輸入帶寬的影響.

串行數(shù)據(jù)鏈接如何觀察REFCLK相位噪聲

了解PLL采樣時(shí)輸入相位噪聲如何混疊,我們現(xiàn)在可以建模串行數(shù)據(jù)通信鏈路的抖動(dòng)傳遞函數(shù).例如,我們將使用PCIE xpress使用的公共時(shí)鐘時(shí)序架構(gòu)5-6,如圖3所示.這里,refclk相位噪聲X由發(fā)送PLL抖動(dòng)傳遞函數(shù)H1和接收PLL和CDR抖動(dòng)傳遞函數(shù),分別為H2和H3.請(qǐng)注意,H3是針對(duì)圖3中的32GT/s鏈路建模的.整個(gè)系統(tǒng)抖動(dòng)傳遞函數(shù)Y是H1,H2,H3和T的函數(shù),它是發(fā)送和接收路徑之間的refclk時(shí)間延遲.因此,出現(xiàn)在輸出數(shù)據(jù)上的參考時(shí)鐘晶振的相位噪聲貢獻(xiàn)被計(jì)算為X×Y.

32GT/s的PCIExpress5.0需要使用16種不同的系統(tǒng)抖動(dòng)傳遞函數(shù)對(duì)refclk進(jìn)行過(guò)濾.對(duì)于給定的refclk,導(dǎo)致最高抖動(dòng)的最壞情況函數(shù)被計(jì)算并繪制在10kHz和30MHz之間,如圖4a中的綠色濾波器曲線.原始測(cè)量的相位噪聲數(shù)據(jù)也繪制在圖4a中,作為標(biāo)記為原始數(shù)據(jù)的黑色曲線.最后,通過(guò)添加濾波器和原始數(shù)據(jù)曲線計(jì)算濾波后的相位噪聲數(shù)據(jù),并在圖4a中繪制為標(biāo)記為濾波數(shù)據(jù)的藍(lán)色曲線.傳統(tǒng)的PCI-SIG分析使用實(shí)時(shí)示波器評(píng)估100MHzrefclk中的TIE抖動(dòng).

圖3PCIe532GT/s系統(tǒng)抖動(dòng)傳遞函數(shù)(Y)的示意圖,用于在公共時(shí)鐘時(shí)序架構(gòu)中濾波refclk相位噪聲(X).示例時(shí)鐘波形中每個(gè)上升沿的TIE抖動(dòng),抖動(dòng)的頻譜分量高于50MHz的奈奎斯特頻率別名,低于50MHz,如在實(shí)際系統(tǒng)中所做的那樣.因此,TIE抖動(dòng)頻譜可以擴(kuò)展到50MHz,并且可以正確地混淆抖動(dòng)的更高頻率成分(如在實(shí)際系統(tǒng)中所做的那樣).

相比之下,相位噪聲分析器包括低通濾波器,其防止晶振測(cè)量相位噪聲直到偏移頻率等于時(shí)鐘頻率的一半(例如,50MHz).因此,通常的行業(yè)慣例7是將最后測(cè)量的相位噪聲數(shù)據(jù)點(diǎn)擴(kuò)展到50MHz偏移頻率,以匹配TIE抖動(dòng)頻譜的外觀.圖4a通過(guò)使用30至50MHz的紅色段擴(kuò)展三條曲線中的每條曲線來(lái)說(shuō)明這種做法.

問(wèn)題在于,TIE抖動(dòng)頻譜包括抖動(dòng)的混疊分量,而圖4a中所示的相位噪聲頻譜則不包括.為了解釋混疊,圖4b使用(1)紅線將最后測(cè)量的原始數(shù)據(jù)相位噪聲數(shù)據(jù)點(diǎn)擴(kuò)展到2GHz的任意值,并且(2)通過(guò)在位于處的光譜邊界處鏡像它來(lái)擴(kuò)展綠色濾波器曲線.奈奎斯特頻率的整數(shù)倍(即50MHz).圖4b中所示的濾波相位噪聲數(shù)據(jù)作為標(biāo)記為濾波數(shù)據(jù)的藍(lán)色曲線現(xiàn)在考慮到相位噪聲的混疊分量,直到2GHz的偏移頻率.然后可以對(duì)濾波后的相位噪聲數(shù)據(jù)進(jìn)行積分,將其轉(zhuǎn)換為抖動(dòng)

在執(zhí)行此集成時(shí),我們觀察到低于100kHz的濾波相位噪聲足夠低,可以忽略.然而,2GHz左右的濾波相位噪聲非常重要,事實(shí)上,它在積分中占主導(dǎo)地位.結(jié)果與上面的PLL分析類似,我們無(wú)法定義一個(gè)上積分限制來(lái)從濾波后的相位噪聲中導(dǎo)出抖動(dòng).需要進(jìn)一步分析.

目標(biāo)

我們的目標(biāo)是找到一種從相位噪聲中導(dǎo)出抖動(dòng)的方法,該方法與傳統(tǒng)上用示波器測(cè)量的TIE抖動(dòng)相匹配(沒(méi)有從測(cè)試環(huán)境中添加抖動(dòng)).由于示波器觀察到類似于實(shí)際系統(tǒng)的抖動(dòng),我們將其結(jié)果視為可以判斷其他方法的黃金標(biāo)準(zhǔn)(假設(shè)示波器不會(huì)增加大量抖動(dòng),或者可以在后期處理中減去它).本文的其余部分介紹了詳盡研究8-9確定這種方法的結(jié)論3.該研究分析了由四家不同公司制造的九種不同的時(shí)鐘設(shè)備.

圖4(a)不考慮的相位噪聲擴(kuò)展示例,以及(b)在PLL采樣時(shí)考慮相位噪聲混疊.選擇恒溫晶振器件來(lái)覆蓋各種抖動(dòng)值,跨越兩個(gè)數(shù)量級(jí)0.1

實(shí)證分析

根據(jù)經(jīng)驗(yàn),我們確定相位噪聲分析儀和基于示波器的抖動(dòng)測(cè)量之間的最佳匹配發(fā)生在相位噪聲分析儀數(shù)據(jù)作為平坦線延伸到三次諧波時(shí),并如上所述進(jìn)行后處理.圖5顯示了在應(yīng)用系統(tǒng)抖動(dòng)濾波器之前和之后使用相位噪聲分析儀(黑色曲線)測(cè)量的100MHz時(shí)鐘信號(hào).

還繪制了該數(shù)據(jù)的平坦綠色擴(kuò)展,直到200MHz偏移頻率(例如,300MHz信號(hào)頻率或三次諧波).作為參考,頻譜分析儀數(shù)據(jù)以藍(lán)色顯示.如果我們假設(shè)頻譜分析儀數(shù)據(jù)代表相位噪聲,則可以通過(guò)在曲線上方繪制-10dB/十倍線并將其降低直至與曲線相交來(lái)定位主導(dǎo)頻譜分析儀相位噪聲積分的區(qū)域.交叉點(diǎn)識(shí)別對(duì)該積分或抖動(dòng)值的主要貢獻(xiàn).觀察到該交叉點(diǎn)發(fā)生在圖5中的三次諧波處.相位噪聲頻譜明顯高于三次諧波,可以安全地忽略.低于三次諧波時(shí),(綠色)平坦相位噪聲擴(kuò)展部分高估并部分低估了信號(hào)中的真實(shí)相位噪聲,相互平衡.由此產(chǎn)生的濾波相位噪聲具有平坦的擴(kuò)展直至三次諧波,可以很好地匹配傳統(tǒng)的示波器抖動(dòng)結(jié)果.

圖5示例100MHz石英晶振相位噪聲,其中位于相位噪聲分析儀測(cè)量數(shù)據(jù)(例如,30MHz)之外的積分相位噪聲由三次諧波貢獻(xiàn)(例如,在200MHz偏移頻率)支配.

相位噪聲方法論

用于分析采樣系統(tǒng)中的相位噪聲的推薦方法可以總結(jié)如下,參考圖6.

1.使用相位噪聲分析儀(不是頻譜分析儀)以dBc/Hz為單位測(cè)量DUT的原始相位噪聲.圖6中示出了100MHz信號(hào).

2.如果需要,刪除雜散以僅分析隨機(jī)噪聲.

3.用直線將相位噪聲曲線擴(kuò)展到時(shí)鐘頻率的兩倍(即200MHz偏移頻率,相當(dāng)于信號(hào)頻譜中的三次諧波或300MHz).

4.將抖動(dòng)濾波器鏡像在位于奈奎斯特頻率(例如,50MHz)的整數(shù)倍的頻譜邊界上,高達(dá)基本時(shí)鐘頻率的兩倍(即,200MHz偏移頻率).或者(未示出),別名相位噪聲數(shù)據(jù)(來(lái)自步驟3)位于奈奎斯特頻率之上,低于奈奎斯特頻率.

5.過(guò)濾相位噪聲數(shù)據(jù).

6.通過(guò)對(duì)濾波后的相位噪聲數(shù)據(jù)進(jìn)行積分得出RMS抖動(dòng)值,如圖6中標(biāo)記為“積分區(qū)域”的陰影區(qū)域所示.

時(shí)鐘晶體和定時(shí)行業(yè)通常從相位噪聲分析儀測(cè)量中獲得時(shí)鐘信號(hào)中的抖動(dòng).另一方面,高速串行數(shù)據(jù)通信標(biāo)準(zhǔn)通常使用示波器測(cè)量串行數(shù)據(jù)信號(hào)中的抖動(dòng).最近數(shù)據(jù)速率的增加需要較低抖動(dòng)的參考時(shí)鐘,到目前為止,基于示波器的測(cè)試環(huán)境所添加的抖動(dòng)不能再被忽略.這促使創(chuàng)建基于相位噪聲的方法,從而產(chǎn)生從傳統(tǒng)示波器方法獲得的相同抖動(dòng)值.

相位噪聲方法提供了與基于示波器的抖動(dòng)結(jié)果的最佳匹配.1該方法通過(guò)將最后測(cè)量的數(shù)據(jù)點(diǎn)擴(kuò)展到等于兩倍的偏移頻率來(lái)解釋采樣系統(tǒng)(例如PLL)中的相位噪聲的混疊.基本時(shí)鐘頻率.我們假設(shè)這種方法提供了與基于示波器的抖動(dòng)結(jié)果的最佳匹配,因?yàn)槿沃C波處的相位噪聲占主導(dǎo)地位.

圖6為100MHz時(shí)鐘推薦的相位噪聲方法的總結(jié),它在平均相位噪聲擴(kuò)展時(shí)間上加上2倍的時(shí)鐘頻率,然后進(jìn)行濾波和積分以得出抖動(dòng).3計(jì)算抖動(dòng)時(shí)的積分,超出此范圍相位噪聲頻譜下降到微不足道的水平.總之,這里介紹的相位噪聲方法比相應(yīng)的示波器方法更快,更簡(jiǎn)單.由于有源晶振相位噪聲分析儀的本底噪聲低于示波器,因此在未來(lái)的高速串行鏈路中,時(shí)序裕度會(huì)縮小,因此該方法也可以更容易擴(kuò)展.最后,與示波器方法相比,這種方法更適合分析時(shí)鐘信號(hào),因?yàn)橄辔辉肼晹?shù)據(jù)很容易用于精密時(shí)鐘源.